ATV dejavnost je kot drugod po Evropi, zelo popularna tudi v Sloveniji. Pri tem je masovno v uporabi 23cm pas. Prav tu sta nam na voljo dva relativno ozka segmenta v katera komaj stlačimo dva analogna FM ATV kanala. In na njih imamo razporejenih trenutno deset ATV repetitorjev s kopico uporabnikov. Nemalokrat ste se verjetno že vprašali kako bi v ta dva segmenta stlačili več kanalov. Z analogno tehnologijo je takšno razmišljanje verjetno utopično. Po drugi strani pa so vrata odprta na področjih digitalnih vrst oddaje. V tujini so se že zdavnaj spopadli z NICAM in PCM tonskimi (digitalnimi) podnosilci. Seveda gre razvoj tehnike naprej in pri nas bomo na žalost ali srečo ti dve stopnji razvoja ATV naprav morda kar preskočili. Glavni razlog za to je vsekakor vedno večja integracija sklopov in vezij v enovite čipe, ki so sestavni deli digitalnih enkoderjev - naprav za pripravo analognih AV signalov za digitalno oddajanje. 

V nekaj nadaljevanjih bom pizkušal na čim bolj preprost in poenostavljen način opisati osnovne značilnosti DVB-S standarda (Digital Video Broadcasting for Satellite), ki se je v zadnjih dveh letih v Evropi uveljavil kot uspešen standard za uporabo na področju radiomaterske televizije. Opis se bo uglavnem nanašal na PE1JOK enkoder projekt. O samih hardverskih rešitvah DVB-S enkoderjev za radioamatersko uporabo je bilo nekaj govora že v preteklih dveh številkah biltena "ATVS novice", tokrat pa načenjamo teoretični del. Glede na to, da je marsikateri konstruktor nepoučen o načinu delovanja naprav, ki jih sestavlja, je pri DVB-S skoraj nujno, vsaj delno poznati osnove tega režima. Le tako bomo kasneje pri uporabi digitalne opreme lahko iskali vzroke morebitnih težav ali zapletov. Sestavki se bodo nanašali predvsem na DVB-S standard.
 

Teorija Digitalne video komunikacije 

Do sedaj smo radioamaterji za ATV uporabljali dva načina moduliranja:  AM (amplitudna modulacija), ki jo je kasneje zamenjala FM (frekvenčna modulacija) z zelo preprostimi oddajniki in boljšo kvaliteto slike. Pa poglejmo najprej kakšna je razlika med AM in FM modulacijo. Pri AM je informacija, ki se oddaja predstavljena kot amplituda vtisnjena v trajen VF nosilec. Pri FM načinu oddaje pa je informacija predstavljena kot varijacija (odstopanje) širine nosilca od centra nosilne frekvence.

Digitalno modulacijo jer moč izpeljati iz teh dveh analognih modulacij, s tem da je potrebno informacijo, ki jo bomo oddajali pretvoriti včasih v fazo ali v amplitudo VF nosilca. V analogiji z matematiko lahko fazo in amplitudo nosilca glede na frekvenco (fc) prikažemo kot matematični vektor v krožnem diagramu (slika 1).
 
 

Slika 1. Krožni diagram predstavlja velikost in fazo informacije
 

I/Q modulacija

Predstavljamo si, da vektor predstavlja VF nosilec s frekvenco 'fc', ki ima neko določeno izhodno moč (moč ustreza amplitudi - dolžini vektorja) in neko fazo (kot vektorja). Na primer: VF nosilec s konstantno izhodno močjo in spreminjajočim se faznim kotom, ki varira med 0 in 360 stopinj. 

V tem primeru lahko prikažemo krožni diagram kot vektor s konstantno dolžino (amplituda), ki sledi krožnici kroga (slika 1). Pri digitalnih komunikacijah je ta polarni dijagram predstavljen v kvadratni obliki, amplituda in faza VF nosilca pa z "I" in "Q" koordinatama, kot je prikazano na 2. sliki.

Slika 2.  Krožni diagram predstavljen v I/Q projekciji

Rezultat je prikazan kot pogoj med 'I' in 'Q' kjer projekcija vektorja po I osi leži na 0 stopinj (sofazna komponenta). Na drugi strani pa projekcija po Q osi leži zamaknjena za 90 stopinj (Quadraturna komponenta). Fazna in amplitudna informacija signala S(t) (na{ vektor) z nosilno frekvenco fc je torej predstavljena kot I in Q pogoj po naslednji formuli:

S(t) = I(t).cos(wc .t)+Q(t).sin(wc .t) ..(1)

Razmerje med cos(fc .t) in sin(fc .t) je 90 stopinj, kar nas pripelje do osnovne topologije modulatorja ali demodulatorja, kot je prikazan na sliki 3.

Slika 3.  Osnovna zgradba I/Q modulatorja

V primeru moduliranja pripeljemo I in Q podatka na dva ločena mešalnika, ki sta priključena na lokalni oscilator ali VCO na osnovni frekvenci fc. Kot je vidno na sliki 3 je signal lokalnega oscilatorja pomaknjen za 90 stopinj preden se zmeša v mešalniku na Q veji. Skoraj vsak digitalni modulator ali demodulator bazira na tem principu. Podatki, ki jih želimo oddajati morajo biti pred moduliranjem kodirani v I/Q pare. V večini primerov je ta arhitektura zgrajena z digitalno logiko ali ASIC čipovjem, včasih pa tudi s pomočjo DSP procesorjev. To je lahko ena od pomembnejših prednosti digitalnih 
(de)modulatorjev.
 

Pregled digitalnih oblik modulacij

I/Q modulator ima to prednost, da je sposoben delovati v katerem koli načinu, naprimer: MSK, GMSK, FSK, GFSK, BPSK, QPSK, 16QAM, 32QAM, 64QAM in 256QAM. Pa si najprej poglejmo preprosti digitalni modulaciji kot sta BPSK in QPSK. Pri BPSK (Bi Phase Shift Keying) sta definirani samo dve fazni stanji. Logična '0' predstavlja eno fazno stanje, logična '1' pa drugo. V digitalnih komunikacijah imenujemo to: fazno stanje simbola ali 'constellation point' simbola (Symbol). BPSK predstavlja en bit na simbol. QPSK je modulacija pri kateri so definirana štiri različna fazna stanja. Ta štiri fazna stanja so lahko '0' ali '1'. To je doseženo tako, da je vsako fazno stanje (simbol) kombinacija dveh bitov. Torej pri QPSK vsak simbol vsebuje dva bita in je zaradi tega ta vrsta modulacije spektralno bolj učinkovita kot BPSK. Slika 4 prikazuje BPSK in QPSK dijagrama. Linije v dijagramih prikazujejo različne poti, ki jim nosilec lahko sledi pri spremembi iz enega simbola v drugega.
 
 

Slika 4. BPSK (levo) in QPSK (desno) v I/Q diagramu

QPSK se recimo uporablja za NICAM audio modulacijo, kot tudi za DVB-S. QPSK je {e posebej zanimiva modulacija za radioamaterske projekte. Še boljši frekvenčni izkoristek je moč doseči z uporabo digitalnih načinov moduliranje višjega reda: 16, 32, 64 ali celo 256 QAM (8 bitov na simbol). Te modulacije za razliko od QPSK in BPSK vsebujejo poleg fazne tudi amplitudno informacijo. Vendar pa modulacija z boljšo sprektralno učinkovitostjo (več Bps/Hz) potrebujejo boljše razmerje signal/šum, torej tudi višjo oddajno moč ! 

[estnajst faznih stanj pri 16QAM je predstavljeno s štirimi biti. Šest bitov je potrebnih za 64QAM, medtem ko 256QAM potrebuje kar osem bitov na simbol. Oddajna hitrost pri digitalnih sistemih je določena s številom simbolov na časovno enoto in se prikazuje kot simbolna hitrost (Symbolrate ali SR). Simbolna hitrost pomnožena s številom bitov na simbol pa se imenuje bitna hitrost (bitrate). 

Kot smo ugotovili je pri večjem številu bitov na simbol večja spektralna učinkovitost, vendar so modulacije višjega reda zahtevnejše in so tudi manj odporne na napake pri prenosu. Te so običajno posledica šumov in popačenj. Ta predvidljiv problem v praksi poizkušajo rešiti z uporabo metode korekcije napak v naprej (Forward Error Correction) ali FEC. Standard določa, da se QAM modulacija uporablja za DVB-C (Digital Video Broadcasting on Cable). Tudi ta vrsta modulacije je lahko zanimiva za samograditelje, saj omogoča preprosto uporabo komponent uporabljenih v modemih in sprejemnikih za digitalno kabelsko TV. Ti pa so v Evropi že do dobra  razširjeni. 

Slika 5 prikazuje konstelacijski dijagram 16QAM modulacije. Razlika med vektorskim in konstelacijskim dijagramom je v tem, da je pri slednjem prikazana samo fazna in amplitudna informacija v ločenih simbolnih časih. Ti pa so tudi edini podatkovno pomembni trenutki, saj le takrat vsebujejo koristno informacijo.

Slika 5. Constelacijski diagram  16 QAM modulacije

Uvod v digitalne modulacije bomo zaključili s kratkim opisom FSK, GFSK, MSK in GMSK modulacij. Glede na dejstvo, da te modulacije ne vsebujejo amplitudnih sprememb nosilca, lahko rečemo, da izhajajo iz predhodnih tipov modulacij. To je pomembno dejstvo, saj pri potovanju skozi različne VF stopnje zaradi nelinearnosti ne prihaja do neželjenih stranskih učinkov. Te modulacije so bolj učInkovite in jih lahko uporabljamo z manj linearnimi VF ojačevalniki (B razred). Pri FSK (Frequency Shift Keying) se VF nosilec zamika po frekvenci glede na podatke (0 ali 1). FSK relativno slabo izkorišča frekvenčni spekter. To je moč izboljšati če podatke pred modulacijo pošljemo preko Gaussian filtra. 

GFSK (Gaussian Frequency Shift Keying) se uporablja v DECT standardu (Digital European Cordless Telephone). Gre za standard vgrajen v hišne digitalne brezžične telefone, ki delujejo v pasu okoli 1880 MHz. Posebna vrsta FSK modulacije je MSK (Minimum Shift Keying), pri tem je devijacija izbrana tako, da pozitiven ali negativen frekvenčni zamik rezultira v faznem zamiku + ali - 90 stopinj. 

Filtrirana verzija MSK modulacije se imenuje GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) in se uporablja v EU GSM telefoniji. Torej imata MSK in GMSK modulaciji zelo dobro spektralno učinkovitost in ta je zelo blizu tisti pri QPSK. Njuna prednost pa je v tem, da ju je moč uporabljati na nelinearnih ojačevalnikih, kar poenostavi gradnjo oddajnega sistema. Pri MSK je tudi ta razlika, da je to modulacijo moč izvesti samo z uporabo VCO-ja, vendar pa mora biti pri tem devijacija zelo natančna, da se dosežejo resnični zasuki za 90 stopinj.

Opisani načini moduliranja razen GFSK in GMSK v tem teoretičnem prikazu ne uporabljajo predhodnega fitriranja, kar v praksi privede do neželjene - zelo široke zasedbe frekvenčnega spektra. To pa nikakor ni zaželjeno. Zato je filtriranje I in Q signalov pred moduliranjem nujen postopek.
 

Filtriranje

V predhodnem sestavku uvoda v digitalno televizijo smo se na hitro seznanili z oblikami digitalnh modulacij in njihovimi osnovnimi značilnostmi. Tokrat nadaljujemo tam kjer smo predhodno poglavje zaključili. Nadaljujemo s postopki filtriranja digitalnih signalov. V predhodnih primerih so se na grobo seznanili z različnimi oblikami digitalnih modulacij. Razen v primeru GFSK in GMSK, so bili vsi ostali tipi modulacij opisani kot nefiltrirani teoretični primeri modulranja. V praksi bi uporaba teh modulacij brez filtriranja na oddaji povzročila zasedbo zelo širokega frekvenčnega spektra. Ostri prehodi iz enega v drugo stanje rezultirajo v visokih bočnih lisah v oddajnem spektru. To pa nikakor ni zaželjeno. In ker se moramo temu izogniti je filtriranje I in Q signalov nujno opravilo pred moduliranjem. Naloga filtriranja je, da odstrani neželjene bočne produkte kar ima za posledico lepši oddajni spekter, oziroma boljšo učinkovitost. Za lažje razumevanje razlogov za filtriranje je na naslednjih slikah podan primer spektra nefiltriranega QPSK signala (slika 6 levo) in istega signala po filtriranju (slika 6 desno). Sliki sta generirani na Agilent simulatorju Advanced Design System 1.5.

Sliki 6.  Spekter nefiltriranega (levo) in filtriranega (desno) QPSK a=0.15, 1.544 Msym/s

Kot je vidno na obeh slikah je zelo pomembno, da sta I in Q signala filtrirana že pred I/Q modulacijo. Za uspešno rezanje neželjenih bočnih pasov pa je pomebno, da je filtriranje izvedeno zelo natančno. Nepravilno filtriranje lahko celo privede do fenomena poznanega kot "Inter Symbol Interference" (ISI), ki celo dodatno pokvari celoten oddajni signal, kar ima za posledico povečano število bitnih napak. Inter Symbol Interference je efekt pri katerem vsak symbol vpliva na drugega v njegovi neposredni bližini. Da bi razumeli ISI je potrebno vedeti vsaj nekaj osnov o fitriranju. 

Večina nas povezuje filtre ali filtriranje le s frekvenčnimi karakteristikami. Vendar pa so lastnosti filtra lahko opisane tudi kot razmerje med amplitudo in fazo glede na frekvenco. V tem primeru sta amplitudni in fazni odziv glede na frekvenco lahko vse od enosmerne (DC) pa do neskončnosti.

Drugi način da opišemo lastnosti filtra je, da gledamo njegove lastnosti glede na čas, namesto glede na frekvenco. Za primerjavo s frekvenčnim prikazom od DC do neskončnosti, ta prikaz časovnega odziva lahko dosežemo če na vhod fitra pripeljemo tako imenovane 'unit' impulze. Lastnost teh impulzov so neskončna amplituda in širina 0. Matematični opis takš{nega impulza so poimenovali 'delta dirac function'. Rezultat na izhodu fitra bo časovno odvisen signal, poimenovan 'impulse response' - impulzni odziv fitra. Z drugimi besedami, impulzni odziv fitra opisuje tudi lastnosti fitra. Na sedmi sliki sta prikazana Delta dirac funkcija (levo), ter impulzni odziv na izhodu (desno).. 

Sliki 7.   Delta dirac funkcija (levo), impulzni odziv na izhodu (desno).

V digitalnih komunikacijah se uporabljajo posebni tipi fitrov, ki omogočajo učinkovito rezanje neželjenih bokov pred I/Q moduliranjem in s tem preprečevanje preširoke zasedbe frekvenčnega spektra na oddaji. Te vrste fitrov so nasplošno poznane kot Nyquist-ovi filtri. Pogosto so v uporabi Nyquist filtri z nazivom 'the raised cosine filters'. Ta vrsta filtrov ima to lastnost, da je imajo nični prehod (zero crossing) impulznega odziva pri nazivni symbolni frekvenci. Ta efekt je prikazan na osmi sliki, ki prikazuje odziv dveh časovno zamaknjenih impulzov. Siymbolni časi so podani kot t1 .. t12. Ta dva odziva sta rezultat oddaje dveh ločenih ISI signalov. Če pogledamo med časovnimi koraki t1 do t12 lahko vidimo, da rezultirajoča amplituda ni enaka nič na časovnih točkah t5 in t7. Na vseh ostalih časovnih točkah je amplituda enaka nič. Drži pa tudi, da ta trditev ne velja za vse ostale čase med različnimi symbolnimi časi. Kar pa ne predstavlja teževe saj se v digitalnem sprejemniku vrednosti sprejetega signala vzorčijo pri symbolnih časih med t1 in t12.

Slika 8. Odziv dveh časovno zamaknjenih ISI impulzov.

Trdimo lahko, da Inter Symbol Interference poslabša - poškoduje lastnosti sistema s popačevanjem symbolov (blurred symbols). Raised cosine filtri so dobili tak naziv zaradi lastnosti frekvenčne karakteristike, ki sledi obliki dela cosinus funkcije. Pomemben parameter raised cosine filtra je faktor pretirane pasovne {irine (rolloff factor), poimenovan tudi alpha.  Ta faktor označuje pretirano pasovno širino digitalno moduliranega signala. Tako je skupno zasedena pasovna širina digitalno moduliranega signala določena s pasovno širino glavnega signala pomnoženega s faktorjem (1+a). Fkator ima vrednost med 0 in 1. V nekaterih primerih je predstavljen kot procentna vrednost (0 - 100%). Vrednost alpha pa določa zasedeno pasovno širino digitalnega signala. Manjša je alpha, manjša je pretirano razširjena pasovna širina. Optimalno pasovno širino je glede na to moč doseči le z uporabo zelo lineranih in večjih ojačevalnikov. V večini digitalnih komunikacijskih sistemov tega tipa je raised cosine filtriranje deljeno na dva dela. Prvi se nahaja v oddajni opremi, drugi pa v sprejemniku. Skupno pa je govor o prilagojenih filtrih (matched filters).

V praksi se raised cosine filtriranje izvaja z digitalnimi postopki (FIR filtrianje). Kar ima tudi prednost, saj lahko lastnosti filtra, kot tudi impulzne odzive preprosto simuliramo. To pa nikakor izvedljivo če bi uporabili analogno izvedbo istega filtra. Naslednja prednost je ta, da se filtriranje izvaja na pasovno širokih I in Q signalih. V analognem svetu se filtriranje izvaja običajno na VF delu signalne poti. Pri digitalnih komunikacijah bi to v večini primerov imelo za posledico popačitev lastnosti koristnega signala. Zaradi naštetih razlogov je filtriranje izvedeno na nivoji I/Q signalov pred VF moduliranjem. V primerih kjer je potreba po analognem filtriranju digitalnega signala na VF nivoju se uporabljajo Surface Acoustic Wave (SAW) filtri. SAW filtri imajo to lastnost zelo kratke skupinske zakasnitve (low group delay variation across the passband). Preproste komponente, kot naprimer helix fitri pa za fitriranje digitalno moduliranih signalov niso uporabni, če želimo opraviti to delo korektno.

Za ponazoritev so bile izvedene meritve izhodnega signala sistema, ki je bil na VF izhodu filtriran s helix tipom pasovnega (bandpass) sita. Meritev je bila opravljena z Agilent 89600 Vector Signal analizatorjem. Rezultat te meritve je podan na deveti sliki.  Slika prikazuje konstelacijski dijagram, frekvenčni spekter in vektorski prikaz napak DQPSK signala filtriranega s pasovno propustnim helix sitom (bandpass) na VF izhodu. 
 
 

Slika 9.  DQPSK signal filtriran s pasovno propustnim helix sitom na VF izhodu.
 

Za razumevanje prikazane slike potrebujemo krajšo razlago. V zgornjem levem vogalu je prikazan konstelacijski diagram Nicam DQPSK nosilca (digitalni audio podnosilci). Zelene povezave med točkami (faznimi stanji) prikazujejo prehode VF nosilca med štirimi različnimi faznimi stanji. Rdeče pike v vogalih ponazarjajo symbole. Dejansko predstavljajo natančno izmerjeno fazo in kote pri določeni symbolni hitrosti. Kot je na sliki razvidno se na vsaki izmed konstelacijskih točk nahaja po devet rdečih pik. Razlog za to je Inter Symbol Interference (ISI) zaradi neprimernega oziroma napačnega filtriranja. Kar je razumljivo, saj je bil na enkoderju uporabljen analogni TOKO helix filter na VF izhodu.  Seveda ta filter zares filtrira izhod, vendar le delno. To pa je daleč od lastnosti uspešnega Nyquist fitra, ki ne povzroča ISI težav. Gornji desni vogal prikazuje razmerje med vektorskimi napakami (EVM) in časom, kar je osnovna predstavitev kvalitete digitalno moduliranega signala.  V dobro konstruiranem sistemu je EVM v mejah enega procenta. Na našem diagramu pa je vidno, da je povprečni EVM v konkretnem primeru 7-8% in to je slabo. V spodnjem levem vogalu je prikazan frekvenčni spekter. Tudi ta nas močno zanima. In kot je videti osnovni signal vsebuje veliko število neželjenih bočnih listov. To pa lahko, oziroma je potrebno iizboljšati z uporabo bolj primernega filtriranja. Na srečo ima QPSK modulacija to prednost, da je relativno neobčutljiva za oddajne napake modulacije višjega rodu in zato gornji signal nebi povzročil ekstremnega poslabšanja kvalitete signala. Vsekakor pa dober, tudi profesionalni QPSK modulator potrebuje primerno filtriranje. To pa bo imelo za posledico veliko bolj kvaliteten signal, oziroma razmerje signal / šum. To pa pri digitalni televiziji lahko pomeni kvaliteten sprejem tudi pri izjemno nizkih nivojih signala. V današnjem času pa se ponujajo nove in nove možnosti za izdelavo primernih digitalnih modulatorjev. 

Za razvojne potrebe sta PE1JOK in PE1OBW opravila tudi nekatere meritve na digitalnem modulatorju z enojnim integriranim vezjem, ki uporablja pravilno filtriranje. Rezultat te meritve je prikazan na deseti sliki.
 
 

Slika 10.   DQPSK signal modulatorja s pravilnim I/Q filtriranjem.

Rezultati te meritve dokazujejo, da je vrednost neželjenega ISI padla na nič. Tudi simboli v vogalih so sedaj pravilno združeni na eno samo točko v vsakem vogalu. V predhodnem primeru pri nepravilnem filtriranju je bilo v vogalih po devet rdečih točk. Prav tako je Error Vector Magnitude (EVM) sedaj precej boljši in je njegovo povprečje pod 1% napak. Kot končni rezultat pa je frekvenčni spekter veliko lepši - čistejši (levo spodaj). Torej, dobro filtriranje I in Q signalov je nujno potrebno za optimalno delovanje digitalnega modulatorja. 

V praksi je fitriranje digitalne modulacije izvedeno na baseband nivoju. Torej, digitalni I in Q signali so fitrirani z neke vrste Root Raised Cosine filtriranjem, kot je bilo omenjeno že prej. To fitriranje je v digitalnih vezjih moč realiyirati  relativno preprosto. Pri tem pa so Finite Impulse Response (FIR) filtri pravšnji za takšno opravilo.  Glavni parameter Root Raised Cosine filtra je faktor 'alpha' - razširjena pasovna širina filtra. Ta alpha ima velik vpliv na spektralno učinkovitost, kot tudi na potrebno linearnost v oddajni verigi. Manjši kot bo alpha, manjša bo spektralna zasedba in z njo boljša spektralna učinkovitost. Zaradi višjih vrhnih vrednosti nosilca ima to velik vpliv na dinamično območje in potrebno linearnost, kot bo vidno v nadaljevanju.
 

Linearnost

Alpha faktor baseband filtra določa število korakov pri prehodih med simboli. Zato pravimo, da je direktna zveza med alpha, pasovno širino in vrhno amplitudo moduliranega signala. Deseta slika prikazuje realno - živo meritev digitalno moduliranega signala. Gre za DQPSK moduliran Nicam audio podnosilec, ki uporablja alpha faktor 1. Root Raised Cosine filter za oblikovanje, z alpha faktorjem 1 ki je v tem primeru uporabljen za Nicam je zelo mehak tip filtra, kar je lepo vidno v gladkih in ponovljivih prehodih med (rdečimi) konstelacijskimi točkami na diagramu. Pri tem je vidno, da vrhne amplitude nosilca ne silijo preveč  čez zunanje vogale konstelacijskih točk. Drugi primer pravega - živega QPSK signala je prikazan na sliki 11. Ta predstavlja QPSK signal, ki uporablja manjši alpha za Root Raised Cosine faktor. V danem primeru znaša alpha 0.22 .
 

Slika 11.    Vektorska analiza QPSK signala 4.096 MSym/s, RRC alpha = 0.22
 
 
Na tej sliki je lepo vidno veliko odstopanje poti nosilca, ki se giblje daleč izven vseh konstelacijskih točk. Tudi velike vrhne vrednosti amplitude okoli rdečih konstelacijskih točk so močno opazne. Ta signal potrebuje večji ojačevalnik v primerjavi z NICAM signalom na predhodni sliki (slika 10), kateri uporablja alpha faktor 1. 

Kot je vidno na enajsti sliki ima nosilec višje povprečje vrhnih vrednosti. Če ojačevalnik ni sposoben pravilno ojačati tako huda odstopanja od idealne oblike, potem bo ojačani signal zanesljivo popačen. V resnici pa ima to tudi direkten vpliv na frekvenčni spekter signala in pri tem določen del intermodulacijskega popačenja postane dobro viden. Tip popačenja ki izvira iz intermodulacijskega popačenja se v literaturi omenja kot neželjeno spektralno razširjanje ali "spectral regrowth". Žal lahko to neželjeno spektralno razširjanje doseže tudi izjemne razsežnosti. Kar bo imelo za posledico veliko preširoko zasedbo frekvenčnega spektra, to pa nikakor ni zaželjeno. Pri tem je tudi zaskrbljujoče in je predvsem problem pri radiomaterjih, kateri bodo uporabljali QPSK modulacijo za digitalne oddaje to, da je kljub neželjeni razširitvi frekvenčnega spektra še vedno možna komunikacija brez napak. Temu problemu je vsekakor potrebno posvetiti veliko pozornost, kajti če bomo uporabljali QPSK modulacijo pri DVB-S oddajah na ozkih frekvenčnih pasovih skupaj s slabimi (nelinearnimi) ojačevalniki, potem bodo naravne prednosti digitalnih modulacij kot so dobra spektralna učinkovitost, izničene!
 
Da bi prikazali kako izgleda neželjena spektralna razširitev sled nelinearnosti ojačevalnika so bile opravljene meritve na tipičnem amaterskem hibridnem močnostnem ojačevalniku. Uporabljen je bil linearni močnostni modul firme Mitsubishi M67715, ki deluje v 23cm pasu. Ta modul je sposoben dati v zasičenju 2W izhodne moči. Za boljše razumevanje so bile meritve opravljene z nekaj različnimi izhodnimi močmi. 
 

Slika 12.    Spektralna razširitev QPSK signala z M67715 modulom pri 180mW izhodne moči
 
 
Kot je vidno na dvanajsti sliki so nivoji neželjene spektralne razširitve kar visoki, njihovi  boki pa segajo vse do -40dB! Ne glede na to pa konstelacijski diagram še vedno prikazuje zelo dobro natančnost ciljanja točk. EVM nivo je povišan za nekaj več kot 1%. V praksi s takšnimi boki nismo ravno zadovoljni. Žal so prisotni že pri samo 180mW izhodne moči 2W modula!

 
 

Slika 13.    Spektralna razširitev QPSK signala z M67715 modulom pri 575mW izhodne moči
 
 
Trinajsta slika prikazuje izhodni nivo povečan za 5dB na izhodno moč okoli 575mW. Neželjena spektralna razširitev je sedaj zrasla na približno -35dB. Tudi v tem primeru prikazuje konstelacijski diagram še vedno dobro natančnost ciljanja točk. EVM nivo se je malce dvignil in znaša 1.3%. Tudi tukaj v praksi verjetno ne bo zaznati težav pri oddaji/sprejemu, uporabniki na sosednjih frekvenci pa se bodo zanesljivo pritoževali zaradi preširoke zasedbe frekvenčnega pasu.
 

Slika 14.   Spektralna razširitev QPSK signala z M67715 modulom v zasičenju (2W)
 
 
Štirinajsta slika prikazuje končno meritev izhodnega močnostnega modula M67715 z dvigom izhodne moči za naslednjih 5dB. V tem primeru je ojačevalnik pobujen do zasičenja, kar je lepo vidno na sliki konstelacijskega diagrama. Konstelacijske točke prikazujejo čudna - nenormalna odstopanja in popačenje oblike. Tudi neželjeni EVM je zrasel na 5.2%. Zaradi robustnosti QPSK modulacije je možno, da bo zveza tekla brez hujših napak. Kakor koli pa je v tem primeru frekvenčni spekter hudo popackan in oddajnik s takšnim digitalnim signalom ne sme biti v etru!

Uporaba linearnih ojačevalnikov za digitalno televizijo je kot smo videli nuja, pri tem pa ojačevalniki AB kalse odpadejo. Ko za digitalno ATV uporabljamo klasične ojačevalnike A klase je nujno, da jih uporabljamo pri minimalni izhodni moči in njihov digitalni izhodni signal med delovanjem tudi preverimo na ustreznem analizatorju. V praksi pa je v primeru DVB-S uporaba tako imenovanih ultra-linearnih ojačevalnikov edina smiselna saj zagotavlja pri dovolj velikih močeh relativno malo težav s problemi nelinearnosti oddajnih stopenj.